Lär dig 6 färdigheter i design av strömförsörjning
01 Ferritmagnetisk förstärkare i Flyback-strömförsörjning
För en dubbel utgång tillbakagångsförsörjning med verklig effekt på båda utgångarna (5V 2A och 12V 3A, båda reglerade med ± 5 procent), när spänningen når 12V går den in i ett nollbelastningstillstånd och kan inte justeras inom gränsen på 5 procent. En linjär regulator är en gångbar lösning, men ändå inte idealisk på grund av dess höga kostnad och förlust av effektivitet.
Vår föreslagna lösning är att använda en magnetisk förstärkare på 12V-utgången, även en flyback-topologi kan användas. För att minska kostnaderna rekommenderas det att använda en ferritmagnetisk förstärkare. Styrkretsen för den magnetiska ferritförstärkaren skiljer sig dock från den för traditionella rektangulära hysteresloopmaterial (material med hög magnetisk permeabilitet). Ferritens styrkrets (D1 och Q1) sänker ström för att upprätthålla ström vid utgången. Denna krets har testats noggrant. Transformatorlindningarna är konstruerade för 5V och 13V uteffekt. Kretsen kan till och med uppnå sub-1W ineffekt (5V 300mW och 12V nollbelastning) samtidigt som den uppnår ±5 procent reglering av 12V-utgången.
02 Använd befintlig bågkofotskrets för att ge överströmsskydd
Överväg 5V 2A och 12V 3A flyback-försörjning. En av nyckelspecifikationerna för denna strömförsörjning är överbelastningsskydd (OPP) på 5V-utgången när 12V-utgången når obelastad eller mycket lätt belastning. Båda utgångarna har ett krav på ±5 procent spänningsreglering.
För vanliga lösningar försämrar användningen av avkänningsmotstånd korsregleringsprestandan, och säkringar är dyra. Men kofotskretsar för överspänningsskydd (OVP) finns nu tillgängliga. Denna krets kan uppfylla både OPP- och spänningsregleringskrav, vilket kan uppnås genom att använda en kofotskrets med partiell båge.
R1 och VR1 bildar en aktiv förspänning på 12V-utgången, vilket tillåter 12V-reglering när 12V-utgången är lätt belastad. När 5V-utgången är i ett överbelastningstillstånd kommer spänningen på 5V-utgången att sjunka. Dummylaster drar mycket ström. Ett spänningsfall över R1 kan användas för att känna av denna stora ström. Q1 slås på och triggar OPP-kretsen.
03 Aktiv shuntregulator och förspänning
Flyback är för närvarande den mest populära topologin inom området för omkoppling av strömförsörjningsprodukter från nätspänning AC till lågspänning DC. En viktig anledning till detta är den unika kostnadseffektiviteten att tillhandahålla flera utspänningar genom att helt enkelt lägga till ytterligare lindningar till transformatorns sekundära.
Normalt kommer återkopplingen från utgången med de snästa utgångstoleranskraven. Denna utgång definierar sedan varven per volt för alla andra sekundärlindningar. På grund av läckinduktanseffekter kan utgångarna inte alltid uppnå den önskade utgångsspänningskorsregleringen, speciellt om en given utgång kan vara obelastad eller mycket lätt belastad eftersom de andra utgångarna är fulladdade.
En efterregulator eller dummylast kan användas för att förhindra att spänningen vid utgången stiger under sådana förhållanden. Men på grund av de ökade kostnaderna och minskade effektiviteten för efterregulatorer eller dummylaster har de inte varit tillräckligt attraktiva, särskilt under de senaste åren för tomgångs- och/eller ingångsströmförbrukning i standby i många konsumenttillämpningar. Under villkoret av allt strängare myndighetskrav började denna design att försummas. Den aktiva shuntregulatorn som visas i figur 3 löser inte bara spänningsregleringsproblemet utan minimerar även kostnads- och effektivitetspåverkan.
Kretsen fungerar enligt följande: När båda utgångarna är i reglering förspänner motståndsdelaren R14 och R13 transistorn Q5, som håller Q4 och Q1 avstängda. Under dessa driftsförhållanden fungerar strömmen genom Q5 som en liten förspänning på 5V-utgången.
Standardskillnaden mellan 5V-utgången och 3,3V-utgången är 1,7V. När belastningen kräver ytterligare ström från 3,3V-utgången utan en lika stor ökning av belastningsström från 5V-utgången, kommer utspänningen att öka jämfört med 3,3V-utgången. Med en spänningsskillnad på mer än cirka 100 mV kommer Q5 att vara förspänd, vilket sätter på Q4 och Q1 och låter ström flyta från 5V-utgången till 3,3V-utgången. Denna ström kommer att sänka spänningen vid 5V-utgången, vilket minskar spänningsskillnaden mellan de två utgångarna.
Strömmängden i Q1 bestäms av skillnaden i spänning vid de två utgångarna. Därför kan kretsen hålla båda utgångarna reglerade oavsett deras belastning, även i det värsta scenariot där 3,3V-utgången är fulladdad och 5V-utgången är obelastad. Q5 och Q4 i designen ger temperaturkompensation eftersom VBE-temperaturförändringarna i varje transistor tar ut varandra. Dioderna D8 och D9 krävs inte men kan användas för att minska effektförlusten i Q1, vilket eliminerar behovet av att lägga till en kylfläns till designen.
Kretsen reagerar bara på den relativa skillnaden mellan de två spänningarna och är i stort sett inaktiv vid full och lätt belastning. Eftersom shuntregulatorn är ansluten från 5V-utgången till 3,3V-utgången kan kretsen minska den aktiva förlusten med 66 procent jämfört med en jordad shuntregulator. Resultatet är hög effektivitet vid full belastning och låg strömförbrukning från lätt belastning till tom belastning.
04 Högspänningsingång Switching strömförsörjning med StackFET
Industriell utrustning som arbetar på trefas växelström kräver ofta ett hjälpeffektsteg som kan ge reglerad lågspänningslikström för analoga och digitala kretsar. Exempel på sådana applikationer inkluderar industriella drivsystem, UPS-system och energimätare.
Specifikationerna för den här typen av strömförsörjning är mycket snävare än de som krävs för standard-off-the-shelf-omkopplare. Inte bara är ingångsspänningarna högre i dessa applikationer, utan utrustning designad för trefasapplikationer i industriella miljöer måste också tolerera mycket stora fluktuationer – inklusive förlängda dipptider, strömstötar och enstaka förluster av en eller flera faser. Dessutom kan det specificerade inspänningsintervallet för dessa hjälpkällor vara så brett som 57 VAC till 580 VAC.
Att designa en sådan omkopplande strömförsörjning kan vara en utmaning, främst på grund av den höga kostnaden för högspännings-MOSFET och begränsningen av det dynamiska omfånget för traditionella PWM-kontrollslingor. StackFET-teknologin tillåter kombinationen av billiga 600V-klassade lågspännings-MOSFETs och integrerade strömförsörjningskontroller från Power Integrations, vilket möjliggör enkel och billig design av switchade strömförsörjningsenheter som kan fungera över ett brett inspänningsområde.
Kretsen fungerar på följande sätt: Strömmen vid kretsens ingång kan komma från ett trefas tretråds- eller fyrtrådssystem, eller till och med från ett enfassystem. Trefaslikriktaren består av dioderna D1-D8. Motstånd R1-R4 ger inkopplingsströmbegränsning. Om smältbara motstånd används kan dessa motstånd säkert kopplas bort under ett fel utan behov av en separat säkring. Pi-filtret består av C5, C6, C7, C8 och L1 för att filtrera den likriktade DC-spänningen.
Motstånd R13 och R15 används för att balansera spänningen mellan ingångsfiltrets kondensatorer. När MOSFET inuti den integrerade omkopplaren (U1) slås på, kommer källan till Q1 att dras lågt, R6, R7 och R8 kommer att tillhandahålla grindström, och kopplingskapacitansen från VR1 till VR3 kommer att slå på Q1. Zenerdiod VR4 används för att begränsa gate-source-spänningen som appliceras på Q1. När MOSFET i U1 är avstängd, spänns den maximala dräneringsspänningen för U1 av ett 450 V klämnät bestående av VR1, VR2 och VR3. Detta begränsar dräneringsspänningen för U1 till cirka 450 V.
Eventuell ytterligare spänning i änden av lindningen ansluten till Q1 kommer att appliceras på Q1. Denna design fördelar effektivt den totala likriktade ingångslikspänningen och återgångsspänningen mellan Q1 och U1. Motstånd R9 används för att begränsa högfrekventa svängningar under omkoppling, och klämnätverk VR5, D9 och R10 används för att begränsa toppspänningen på primärenheten på grund av läckinduktans under återgångsintervallet.
Utgångslikriktning tillhandahålls av D1. C2 är utgångsfiltret. L2 och C3 bildar ett sekundärt filter för att minska växlingsrippeln vid utgången.
VR6 slås på när utspänningen överstiger det totala spänningsfallet över optokopplardioden och VR6. En förändring i utspänningen orsakar en förändring av strömflödet genom optokopplardioden i U2, vilket i sin tur ändrar strömflödet genom transistorn i U2B. När denna ström överskrider FB-stifttröskelströmmen för U1, spärras nästa cykel. Utgångsreglering kan uppnås genom att kontrollera antalet aktiverings- och avaktiveringscykler. När en omkopplingscykel väl är påslagen, avslutas cykeln när strömmen stiger till U1:s interna strömgräns. R11 används för att begränsa strömmen genom optokopplaren under transienta belastningar och för att justera förstärkningen av återkopplingsslingan. Motstånd R12 används för att förspänna Zenerdioden VR6.
IC U1 (LNK 304) har inbyggda funktioner så att kretsen är skyddad mot förlust av återkopplingssignal, kortslutning vid utgång och överbelastning. Eftersom U1 matas direkt från dess DRAIN-stift, behövs ingen ytterligare förspänningslindning på transformatorn. C4 används för att tillhandahålla intern tillförselavkoppling.
05 Ett bra urval av likriktardioder kan förenkla och minska kostnaden för EMI-filterkretsar i AC/DC-omvandlare
Denna krets kan förenkla och minska kostnaden för EMI-filterkretsar i AC/DC-omvandlare. För att göra en AC/DC-strömförsörjning EMI-kompatibel krävs användning av ett stort antal EMI-filterkomponenter som X- och Y-kondensatorer. Standardingångskretsar för AC/DC-strömförsörjning inkluderar en brygglikriktare för att likrikta inspänningen (vanligtvis 50-60 Hz). Eftersom detta är en lågfrekvent AC-ingångsspänning kan standarddioder som 1N400X-serien av dioder användas, även för att dessa är de billigaste.
Dessa filterenheter används för att minska EMI som genereras av strömförsörjningen för att följa publicerade EMI-gränser. Men eftersom mätningarna som används för att registrera EMI bara startas vid 150 kHz, och nätspänningsfrekvensen för växelström endast är 50 eller 60 Hz, är den omvända återhämtningstiden för standarddioder (se figur 5-1) som används i brygglikriktare relativt långsam. lång och vanligtvis inte direkt relaterad till EMI-generering.
Emellertid inkluderade tidigare ingångsfilterkretsar ibland kondensatorer parallellt med brygglikriktaren för att undertrycka alla högfrekventa vågformer orsakade av likriktning av den lågfrekventa inspänningen.
Dessa kondensatorer behövs inte om snabbåterställningsdioder används i brygglikriktaren. När spänningen över dessa dioder börjar vända återhämtar de sig mycket snabbt (se bild 5-2). Detta minskar induktiv excitation av ströledningar i AC-ingångsledningen genom att minska efterföljande högfrekventa avstängningssnäpp och EMI. Eftersom 2 dioder kan leda varje halvcykel behöver endast 2 av de 4 dioderna vara snabbåterställningstyper. På samma sätt behöver endast en av de två dioderna som leder varje halvcykel ha en snabb återhämtningskarakteristik.
Ingångsspänningen och strömvågformerna visar diodsnäppet i slutet av omvänd återhämtning.
06 Använd mjukstart för att inaktivera lågkostnadsutgångar för att innehålla strömspikar
För att möta stränga standby-strömspecifikationer är vissa strömförsörjningar med flera utgångar utformade för att koppla bort utgången när standby-signalen är aktiv.
Vanligtvis åstadkommes detta genom att stänga av en serie bypass bipolär transistor (BJT) eller MOSFET. För låga strömutgångar kan BJT:er vara ett lämpligt och billigare alternativ till MOSFET:er om krafttransformatorn är designad med det extra spänningsfallet över transistorerna i åtanke.
