Grundläggande principer och arbetsmetoder för att byta strömförsörjning
Grundläggande principer och arbetssätt
Grundläggande
När transistorn Trton är omkopplad har transformatorns primära Np en ström Ip och lagrar energi i den (E=LpIp/2). Eftersom Np och Ns har motsatta polariteter, är dioden D omvänt förspänd och avstängd vid denna tidpunkt, och ingen energi överförs till Load. Vid byte av Troff, enligt Lenz' lag: (e=-N△Φ/△T), kommer transformatorns primärlindning att generera en omvänd potential. Vid denna tidpunkt är dioden D framåtledande och lasten har ström IL flytande. Steady state-vågform för flyback-omvandlare
Storleken på ledningstidstonen kommer att bestämma amplituden för Ip och Vce:
Vcemax=VIN/1-Dmax
VIN: ingångslikspänning; Dmax: maximal arbetscykel
Dmax=ton/T
Det kan ses att för att få en låg kollektorspänning måste Dmax hållas låg, det vill säga Dmax<0.5. In practical applications, Dmax=0.4 is usually taken to limit Vcemax≦2.2VIN.
Kollektorns driftström Ie när man byter rör Tron, det vill säga den primära toppströmmen Ip är: Ic=Ip=IL/n. Eftersom IL=Io, när Io är konstant, bestämmer storleken på varvförhållandet n storleken på Ic , ovanstående formel härleds utifrån principen om energibesparing och antalet primära och sekundära amperevarv är lika till NpIp=NsIs. Ip kan också uttryckas med följande metod:
Ic=Ip=2po/(η*VIN*Dmax)η: Konvertereffektivitet
Formeln härleds enligt följande:
Uteffekt:po=LIp2η/2T
Ingångsspänning: VIN=Ldi/dt, med antagande av di=Ip och 1/dt=f/Dmax, då:
VIN=LIpf/Dmax eller Lp=VIN*Dmax/Ipf
Då kan po uttryckas som:
po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp
∴Ip=2po/ηVINDmax
I formeln ovan:
VIN: Minsta DC-ingångsspänning (V)
Dmax: maximal ledningsdriftcykel
Lp: Transformator primär induktans (mH)
Ip: transformatorns primärsida toppström (A)
f: omvandlingsfrekvens (KHZ)
Arbetssätt
Flyback-transformatorer fungerar i allmänhet i två lägen:
1. Induktorström diskontinuerligt läge DCM (DiscontinuousInductorCurrentMode) eller "fullständig energiomvandling": all energi som lagras i transformatorn vid ton överförs till utgången under återgångsperioden (toff).
2. Induktorström kontinuerligt läge CCM (ContinuousInductorCurrentMode) eller "ofullständig energiomvandling": en del av energin som lagras i transformatorn behålls i slutet av toff till början av nästa toncykel.
DCM och CCM är mycket olika när det gäller små signalöverföringsfunktioner. Deras vågformer visas i figur 3. Faktum är att när omvandlarens inspänning VIN ändras inom ett stort område, eller belastningsströmmen IL ändras inom ett stort område When måste den sträcka sig över två arbetslägen. Därför krävs att flyback-omvandlaren fungerar stabilt i DCM/CCM. Men det är svårare att designa. Vanligtvis kan vi använda det kritiska DCM/CCM-tillståndet som designbas. Tillsammans med strömlägeskontroll pWM. Denna metod kan effektivt lösa olika problem i DCM, men den eliminerar inte det inneboende instabilitetsproblemet hos kretsen i CCM. CCM kan lösas genom att justera kontrollslingans förstärkning för att separera lågfrekvensbandet och minska transientsvarshastigheten. Instabiliteten orsakas av överföringsfunktionens "högra halvplanets nollpunkt".
DCM och CCM är mycket olika när det gäller små signalöverföringsfunktioner.
DCM/CCM primära och sekundära strömvågformsdiagram
Faktum är att när omvandlarens inspänning VIN ändras inom ett stort område, eller belastningsströmmen IL ändras inom ett stort område, måste den sträcka sig över två driftlägen. Därför kräver flyback-omvandlaren DCM/CCM. Båda kan fungera stabilt. Men det är svårare att designa. Vanligtvis kan vi använda det kritiska DCM/CCM-tillståndet som designbas och använda pWM för strömlägeskontroll. Denna metod kan effektivt lösa olika problem i DCM, men i Det finns inget inneboende instabilitetsproblem i kretsen under CCM. Den instabilitet som orsakas av den "högra halvplanets nollpunkt" för överföringsfunktionen i CCM kan lösas genom att justera kontrollslingans förstärkning för att separera lågfrekvensbandet och minska transientsvarshastigheten.
I ett stabilt tillstånd måste förändringen i magnetflödesökningen ΔΦ vid ton vara lika med förändringen vid "toff", annars kommer den magnetiska kärnan att vara mättad.
därför,
ΔΦ=VINton/Np=Vs*toff/Ns
Det vill säga, volt/sekund-värdet för varje varv av transformatorns primärlindning måste vara lika med volt/sekund-värdet för varje varv av sekundärlindningen.
Genom att jämföra strömvågformerna för DCM och CCM i figur 3 kan vi veta att under Trton-perioden i DCM-tillståndet har hela energiöverföringsvågformen en högre primär toppström. Detta beror på att det primära induktansvärdet Lp är relativt lågt, vilket gör Ip kraftigt. Den negativa effekten som ökningen orsakar är att lindningsförlusten (lindningsförlust) och rippelströmmen för ingångsfiltrets kondensator ökar, vilket kräver att switchtransistorn har en hög strömförande förmåga för att arbeta säkert.
I CCM-tillståndet är toppströmmen på primärsidan låg, men omkopplingskristallen har ett högt kollektorströmvärde i tontillståndet. Detta resulterar i hög energiförbrukning för omkopplingskristallen. Samtidigt, för att uppnå CCM, krävs en högre primärspänning på transformatorn. Sidoinduktansvärdet Lp och restenergin som lagras i transformatorkärnan kräver att transformatorns volym är större än DCM, medan andra koefficienter är lika.
Sammanfattningsvis är designen av DCM- och CCM-transformatorer i princip densamma, förutom definitionen av primärsidans toppström (Ip=Imax-Imin i CCM).
